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Octubre 2008:
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parte
LA RADIO DEFINIDA POR SOFTWARE (SDR)
 Tradicionalmente los equipos receptores y transceptores de
radiocomunica ciones son equipos constituidos por multitud de componentes electrónicos, los
cuales forman circuitos sintonizadores, etapas de frecuencia intermedia,
detectores, amplificadores de baja frecuencia, etc..., es decir, están
constituidos por "hardware". Posteriormente, en los años 1980´s y 1990´s se
introdujeron microprocesadores en estos equipos para el control de funciones
internas (contoles desde teclados y pulsadores) y para añadir nuevas
prestaciones (relojes, pantallas informativas, programadores, etc...), y también se
introdujo la posibilidad de controlar los equipos de radio desde un ordenador,
añadiendo al equipo de radio puertos de comunicación o interfaces para la
conexión al ordenador. En estos casos, y usando el software adecuado, es
posible controlar desde el ordenador numerosas funciones del equipo de radio,
igual o mejor que desde los controles del propio equipo. También en la década
de los 1990´s comenzó la introducción en los modernos equipos de radio de los
chips DSP o "Procesadores Digitales de Señal", los cuales permiten mediante
técnicas digitales realizar filtros de paso de banda y de supresión de ruidos,
entre otras posibilidades, muy eficaces, mejor que los realizados
tradicionalmente con circuitos analógicos.
En cualquier caso, siempre se trata de equipos de radio realizados enteramente con componentes electrónicos, o sea, en términos informáticos se
definirían como "radios hardware". Pero desde principios de la década del 2000
radioaficionados como Gerald Youngblood, AC5OG, están investigando y
desarrollando un nuevo concepto de equipos de radiocomunicaciones, los equipos de
radio desarrollados por programa o "radios software", en siglas SDR (Software
Defined Radio), en los que la parte hardware (circuitería) es mínima, y la
mayor parte de las funciones que definen un equipo de radio se definen por
software (programas) en un ordenador PC o de otro tipo, dotado de tarjeta de
sonido (requisito necesario).
LO QUE SDR NO ES
 La SDR supone realizar la mayor parte de las funciones de un equipo de
radio, incluso las más importantes, mediante el software implementado en un
ordenador. Por tanto, y antes de profundizar más en lo que es una SDR, se
puede explicar de qué no se trata.
En primer lugar hay que decir que hay una enorme diferencia entre una radio definida por programas (SDR) y otra controlada por programas. Casi todos los
equipos de radio modernos dotados de interfaces informáticos son equipos que
tienen la opción de ser controlados por ordenador, permitiendo que desde éste
último se gobiernen y visualicen parte o todas las funciones y parámetros que
normalmente están presentes en el frontal del equipo: frecuencia, elección de
modo de operación (AM, FM, CW, SSB...), control automático de ganancia (CAG),
etcétera. Incluso hay equipos de radiocomunicaciones que ni siquiera tienen un
panel frontal de mandos e indicadores, siendo controlados totalmente desde el
ordenador, el cual realiza todas las funciones del panel de mando del equipo.
Tampoco las SDR se refiere al uso de las sofisticadas técnicas de procesado digital de señal, mediante la introducción de chips DSP, implementadas a nivel
de las etapas de audio, para mejorar la inteligibilidad y calidad de las
señales. Las técnicas DSP permiten realizar filtros de audio mediante técnicas
digitales que son mucho más efectivos que los tradicionalmente realizados con
componentes electrónicos analógicos, e incluso se puede programar sus
características por software. Y aunque las técnicas DSP se usan principalmente a
nivel de las etapas de audio de los equipos de radiocomunicaciones, procesando
digitalmente las señales de audio, también hay equipos de radio que introducen
el procesado digital de señales DSP a nivel de frecuencia intermedia, aunque
en estos casos siempre se hace sobre una última frecuencia intermedia de valor
muy bajo, sobre los 40 KHz, lo que permite manejarla casi como una señal de
audio, y por tanto al alcance de los chips DSP más comunes.
Dichas técnicas comenzaron a ser introducidas en la década de los 90's para
funciones eficaces de filtrado y de redución de ruido en las etapas de audio,
y actualmente se usan también para las etapas de FI de los receptores de radio
más modernos, con mejores prestaciones que las clásicas etapas de FI de
filtros resonantres sintonizados a la FI. Pero en cualquier caso, tanto unos
como otros no dejan de ser al fin y al cabo equipos de radio convencionales,
a pesar de los "añadidos avanzados" que estas técnicas puedan introducir.
Una radio software (SDR), en cambio, tiene casi todos sus "componentes"
definidos y funcionando en forma de programas en un ordenador, a excepción
de un mínimo de componentes físicos necesarios, externos al ordenador, que no
pueden ser definidos por software en el ordenador. Y mientras no sea activado
ese software o conjunto de programas, el equipo de radio no será tal, sino
que será un simple conjunto de unas cuantas placas electrónicas externas,
incapaces de hacer nada práctico. Es el software que se haga funcionar en el
ordenador el que define el esquema de modulación a emplear (AM, FM, SSB...),
el tipo de silenciador (squelch), cómo actua el CAG, y, en fin, todo el equipo
de radio.
Además una radio SDR es muy flexible, ya que modificando o reemplazando sus programas de software, o añadiendo nuevos programas, se consigue modificar sus
funcionalidades, como es añadir nuevos modos o mejorar sus prestaciones. Ello
permite también acomodar el SDR a las necesidades de cada tipo de usuario
(radioaficionados, servicios de emergencias, etc...). La SDR es algo novedoso y representa un concepto que puede no ser fácil de
asimilar. Para entenderlo se explicará a continuación, aunque describiendo el
proceso de recepción, ya que el de transmisión es muy similar aunque a la
inversa.
PRINCIPIO DE FUNCIONAMIENTO DE UN RECEPTOR SDR
Gerald, AC5OG, ha diseñado una etapa frontal de radiofrecuencia (RF) cuya
función es convertir la señal de radio recibida, trasladándola a frecuencias
muy inferiores, en la banda de audio. Esta etapa es un detector un tanto
especial de conversión directa (es decir, de frecuencia intermedia cero), a
la cual se la ha añadido unos filtros de banda seleccionables en el paso de
antena.
Con esta etapa frontal, la señal de radiofrecuencia es bajada al rango de las frecuencias de audio, pero sigue siendo una señal sin
demodular. El siguiente paso es demodular la señal, y para ello se hace uso de un ordenador
con tarjeta de sonido y el programa adecuado. Esto es lo que se muestra en el
diagrama de la FIGURA 1.
No debe confundirse esta conversión directa con el proceso de demodulación que permite extraer la señal de voz (moduladora) de la señal de RF, pues ello
es lo que se hace en el ordenador con el programa adecuado. La etapa de
conversión directa lo que hace es trasladar las señales de RF a otras
frecuencias muy inferiores, pero aunque las señales obtenidas en la conversión son
señales en el rango de las frecuencias de audio, no significa que sean señales
ya demoduladas (aunque para varios tipos de modulación, sí lo serán).
Dicha señal ya desplazada a la banda de audio (todavía sin demodular) ocupa
un margen de frecuencias que entra dentro del margen que acepta en sus entradas
analógicas la tarjeta de sonido. Dependiendo de la tarjeta empleada, una
tarjeta de sonido puede aceptar señales de hasta 20 a 40 kHz.
La tarjeta de sonido incluye unos conversores analógico-digital (A/D) que
digitalizan las señales presentes en las entradas de la tarjeta, generando
un flujo continuo de bits que representan digitalmente las señales analógicas
de entrada. A este respecto, se puede decir que el conversor A/D está
conectado casi directamente a la antena. La tarjeta de sonido además proporciona
todas las funcionalidades DSP (procesamiento digital de señales) que van a ser
necesarias para manejar la señal entrante ya digitalizada.
En la digitalización de las señales de entrada, se transforman las señales
analógicas de entrada, que son "continuas en el tiempo" (y con un número de
valores de amplitud teóricamente infinitos), en una secuencia de señales
"discretas en el tiempo", esto es, que se presentan a intervalos de tiempo
determinados, y que se denominan "MUESTRAS". Una vez digitalizadas estas
muestras de la señal analógica (transformando cada muestra en un número fijo
de bits), las señales eléctricas que las componen (los bits) tendrán un número
de valores posibles de amplitud fijo y determinado, dos en el caso de las
señales digitales binarias (denominados "0" y "1" lógicos).
El proceso por el que las señales analógicas de entrada se transforman en señales discretas en el tiempo se denomina "MUESTREO". A este respecto, en
1933 Harry Nyquist estableció que cuando se digitalizan señales analógicas,
para que posteriormente se pueda recuperar la señal analógica original mediante
el proceso inverso (Conversión Digital-Analógica), la señal analógica debe ser
muestreada a una velocidad como mínimo igual al doble de la frecuencia más
alta presente en la señal analógica. La frecuencia máxima de la señal analógica
de entrada es recomendable que sea limitada mediante el empleo de un filtro de
pasobanda, denominado "Antialiasing". Ello evita el efecto de "ALIASING", por
el cual, al recuperar por el proceso inverso la señal analógica original, ésta
puede aparecer distorsionada. El aliasing aparece cuando la señal analógica
de entrada tiene componentes cuyas frecuencias son superiores a la mitad del
valor de la frecuencia de muestreo.
Así, por ejemplo, el oído humano puede llegar a percibir frecuencias en el
rango de 20 Hz a 20 KHz, y por ello la digitalización de las señales de audio
de alta fidelidad requiere que sean muestreadas al menos a 40 KHz (40.000
muestras por segundo). De hecho, en el caso de los CD's de audio el muestreo
empleado es de 44.100 KHz (lo cual previene también el aliasing). Esta
velocidad de muestreo la soporta actualmente también cualquier tarjeta de sonido
para sus conversores A/D. Además, muchas tarjetas de sonido incluyen un filtro
antialiasing interno con una frecuencia de corte próxima a los 20 KHz.
Una vez la señal ha sido muestreada y digitalizada por la tarjeta de sonido,
podemos procesarla como queramos, por ejemplo demodulándola: en modulación de
amplitud (AM) se haría detectando la amplitud de la envolvente de la señal,
en modulación de frecuencia (FM) habría que seguir las variaciones de
frecuencia de la señal... Todos estos procesos se realizan mediante cálculos matemáticos adecuados por software, pues al fin y al cabo las señales digitales son
señales discretas que representan valores numéricos y por tanto (éstos) se
pueden se pueden tratar matemáticamente con el software adecuado para realizar
algo. Los resultados numéricos de estos tratamientos matemáticos son también
representados por señales digitales, las cuales se llevan internamente a unos
conversores Digital-analógicos (D/A) implementados en la propia tarjeta de
sonido, para convertirlas a señales de audio equivalentes, que son amplifi-
cadas y conducidas a las salidas de altavoz de la tarjeta de sonido (caso de
las modulaciones de fonía), o que son procesadas para mostrar la información
en la pantalla del ordenador (caso de los modos digitales).
Uno de los posibles procesos de la señal de audio digitalizada es su demodulación, y éste es un proceso relativamente simple que incluye procesos de
filtrado, desplazamiento de nivel y algunas otras operaciones que se pueden
realizar sin muchos problemas por software. Cualquier proceso al que queramos
someter la señal de audio digitalizada se puede hacer por software, usando el
programa adecuado en el ordenador, y usando la tarjeta de sonido como
digitalizador de la señal analógica de audio.
CONVERSION DE FRECUENCIA
Las tarjetas de sonido son capaces de operar con señales de audio analógico
de hasta unos 20 kHz como mínimo (hasta 40 Khz y más, si la tarjeta es de
calidad), y la queremos emplear para procesar señales de RF de varios MHz de
frecuencia, recibidas en la antena. Dado que la tarjeta de sonido no puede
manejar frecuencias tan elevadas, es necesario convertir las señales de RF a
señales de frecuencias muy inferiores, en el rango de frecuencias que puede
aceptar la tarjeta de sonido (es decir, en el rango de las bajas frecuencias),
manteniendo éstas el mismo esquema de modulación de las señales de RF.
El sistema más habitual para convertir una señal de una banda de frecuencias
a otra es mediante el uso de un MEZCLADOR, el cual combina dos señales, la que
recibimos en antena, con la procedente de un oscilador local, la cual será una
señal pura sin modular. Esto es típico en los receptores superheterodinos para
convertir la señal recibida a frecuencia intermedia.
En la salida del mezclador tendremos señales cuyas frecuencias serán la suma y la resta de las frecuencias aplicadas en ambas entradas del mezclador,
la de la señal de antena, fa, y la generada en el oscilador local, fo. Además
siempre aparece algo de estas dos señales a la salida del mezclador.
Un ejemplo: si recibimos una señal modulada de 28 MHz (no importa cuál sea
el tipo de modulación) y la mezclamos con la señal pura de 20 MHz suministrada
por un oscilador local, en la salida del mezclador obtendremos varias
"versiones" de la señal recibida, una centrada en 8 MHz (28-20), y otra en 48 MHz
(28+20), y también se tendrá algo de las señales originales de 28 y 20 MHz.
Al decir que estas señales resultantes de la mezcla son "versiones" de la
original significa que mantienen la misma modulación que la señal original
(la de 28 MHz), sólamente difiere la frecuencia, que es diferente a la de la
señal original (ha habido un cambio de frecuencia, sin modificar el esquema de
modulación).
En un receptor que opera por conversión de frecuencias se debe introducir un filtrado adicional a la salida del mezclador, para dejar pasar la señal que
nos interese (por ejemplo, la de 8 MHz), y elimine las demás (las de 48, 28 y
20 MHz en el ejemplo). Eliminar por filtrado las señales no deseadas es fácil,
pero supone una pérdida de energía respecto a la señal original, lo que
perjudica el rendimiento del receptor en cuanto a la relación señal/ruido (eso es
así porque la potencia de la señal de entrada útil, la de antena en este caso,se distribuye entre sus dos "versiones" cambiadas de frecuencia, además que
el mezclador introducirá pérdidas adicionales en el proceso de conversión de
frecuencia).
Los receptores superheterodinos operan con este procedimiento: La señal recibida en antena es convertida a una "Frecuencia Intermedia" de un valor
dado (FI) mediante el uso de un oscilador local y un mezclador, y la FI es
filtrada y amplificada en una etapa de varios pasos sintonizados a la
frecuencia de la FI, de manera que sólo ésta, y no las otras señales que se obtienen
a la salida del mezclador, es suficientemente filtrada y amplificada antes de
entregarla al demodulador.
Sin embargo hay un tipo de receptores que usan un mezclador de señales,pero no emplean ninguna FI; al contrario, convierten la señal directamente a
audio, y son los llamados RECEPTORES DE CONVERSIÓN
DIRECTA. Estos permiten la
demodulación de señales de CW (telegrafía) y de SSB por simple conversión de
frecuencias. En efecto, supongamos que se tiene una señal de CW en 14.001 kHz
y se emplea un oscilador local oscilando a 14.000 kHz. Si ambas señales se
combinan en un mezclador, en la salida del mezclador se tendrá, entre otras
señales, una señal de CW en audio, con una frecuencia de 1 kHz, señal que
corresponde a la diferencia entre la señal procedente de la antena (14001 KHz)
y la del oscilador local (14000 KHz). Y dado que la CW se transmite como
impulsos de portadora, a la salida del mezclador se tendrán impulsos de 1 KHz,
que al ser audibles (tras la correspondiente amplificación de audio)
corresponderán a la señal telegráfica demodulada.
Pero en este tipo de receptores hay un problema: si hubiera otra señal transmitiéndose en 13.999 kHz, demasiado cercana en frecuencia a la de 14.001
KHz como para poderla rechazar eficazmente mediante filtrado en el paso de
antena del receptor, esta señal también daría lugar a la salida del mezclador
a una señal de audio de 1 KHz, e interferiría a la señal de CW de 1 KHz
correspondiente a la señal transmitida en 14.001 KHz. Es lo que se llama una
"FRECUENCIA IMAGEN" de la frecuencia que realmente nos interesa. Es más,
incluso aunque no hubiesen señales en la frecuencia imagen de 13.999 KHz, el
ruido de fondo en dicha frecuencia aparecería en la salida del receptor,
empeorando la calidad de la señal útil de CW recibida.
Por otro lado, si señal a recibir en 14.001 fuera de SSB (Banda Lateral Unica), el oscilador local debería oscilar también a 14.001 KHz para conseguir
demodular las bandas laterales (ya que éstas están separadas de la frecuencia
central de 14.001 KHz en el valor de la frecuencia de audio moduladora), pero
el receptor sería incapaz de diferenciar si la modulación empleada es USB o
LSB, ni podría separar y suprimir todas las señales recibidas en el ancho de
banda de la banda lateral opuesta para evitar que interfiriesen.
La conversión directa también adolece de otros inconvenientes: El nivel de ruido en la señal demodulada tiende a aumentar por diversos factores a medida
que la frecuencia de la señal demodulada se aproxima a los 0 Hz, empeorando la
calidad de ésta. Contribuyen a ello ruidos de diversos orígenes: ruidos de
zumbido de red eléctrica (50 o 60 Hz) inducidos, ruidos mecánicos microfónicos,
el propio ruido generado por los semiconductores (que depende de 1/f), e
incluso el propio ruido de fase que incluye la señal generada por el oscilador
local si éste está controlado por PLL o síntesis directa.
LA CONVERSIÓN DE FRECUENCIA EN UN RECEPTOR SDR
El simple procedimiento de conversión de frecuencia en un receptor de conversión directa no es el adecuado para un receptor SDR por los problemas
anteriormente mencionados. El tipo de conversión utilizada elimina estos
problemas, y se basa en el procedimiento que en los primeros días de la SSB
se utilizó para conseguir la modulación de Banda Lateral Unica (BLU),
elimi nando en el proceso de modulación la banda lateral que no interesaba, sin el
uso de los filtros a cristal de pasobanda estrecho (2,5 - 3 KHz) que se usan
hoy en día para dejar pasar la banda lateral que interesa y eliminar la otra.
Dicho método consistía en usar un doble mezclador balanceado al cual se aplicaban la frecuencia del oscilador local y dos versiones de la señal
recibida en antena, una en fase y otra desfasada 90 grados. Si ésta última estaba
desfasada exactamente +90 grados respecto a la otra, a la salida del mezclador
se obtenía la banda lateral superior, cancelando la banda lateral inferior,mientras que si estaba desfasada -90 grados, la que se cancelaba era la banda
lateral superior, obteniéndose la banda lateral inferior.
Este procedimiento, empleado tanto para la modulación como para la demodulación, se denomina MEZCLA EN CUADRATURA, DETECCIÓN DE SSB POR GIRO DE FASE,o MEZCLA CON RECHAZO DE IMAGEN. La señal original (no desfasada) se denomina
SEÑAL EN FASE, o SEÑAL I ("In phase signal"), mientras que la señal desfasada
+90 (o -90) grados se denomina SEÑAL EN CUADRATURA, o SEÑAL Q ("Quadrature
signal").
Este procedimiento fue empleado con éxito en multitud de equipos de SSB en los primeros años de este nuevo modo de modulación que supliría a la AM, hasta
la aparición de los equipos de SSB con filtros de banda de cristal a
principios de los años 1960's. Pero el problema de este sistema era que para que
fuera realmente efectivo, las dos señales I y Q debían estar bien balanceadas
en amplitud y fase, ya que incluso mínimas inexactitudes en el desfase de 90
grados de la señal Q, o en la igualdad de amplitud de las dos señales I y Q,
causan que no desaparezca totalmente la banda lateral que debía suprimirse,
perjudicando el rendimiento del equipo. Conseguir implementar mediante
circuitos analógicos (lo que había entonces) un desplazador de fase de +90 grados,que fuera preciso en amplitud y en desplazamiento de fase, es bastante difícil
de conseguir, nunca se conseguía una supresión elevada de la banda lateral no
deseada. Alcanzar supresiones de 40 dB para la banda lateral no deseada con
este procedimiento rerequería componentes analógicos de calidad y era bastante
caro y difícil de conseguir. No obstante, de poderse conseguir desfases
precisos de 90 grados, la demodulación eficaz de la SSB
(y del resto de modu laciones) se vuelve fácil, y esto es mucho más fácil de conseguir digitalizando
las señales I y Q. De hecho, actualmente muchos circuitos integrados de RF
emplean exclusivamente las señales I y Q para realizar diversos procesos.
De hecho los equipos SDR se basan en este principio, como se ve en la FIGURA 2, que muestra el principio de funcionamiento de un mezclador en
cuadratura: La señal de RF de frecuencia fc es llevada a dos mezcladores idénticos
en paralelo. El oscilador local genera la frecuencia de mezcla, flo, que es
inyectada directamente al mezclador inferior (señal "seno") para obtener la
señal I a la salida del mezclador. Una parte de la señal flo pasa por un
desfasador de 90 grados para obtener una señal del oscilador local desfasada
90 grados (señal "coseno") que es llevada al mezclador superior, obteniéndose
a su salida la señal en cuadratura Q. Las señales I y Q pasan por sendos
filtros de banda (LPF) para eliminar las frecuencias no deseadas que aparecen
en los procesos de mezclado de las señales, filtrando la señal deseada, y a
continuación, son muestreadas (a la frecuencia de muestreo fs) y digitalizadas
individualmente en sendos conversores analógico-digitales (A/D) para obtener
las señales I y Q digitalizadas (It, Qt, discontinuas en el tiempo).
El esquema empleado por Gerald (AC5OG) en su equipo SDR para obtener las señales I y Q es el llamado DETECTOR POR MUESTREO EN CUADRATURA (QSD). Gerald
se inspiró en un detector patentado por Dan Tayloe (N7VE, radioaficionado y
técnico que trabaja para Motorola), que es un elegante detector por muestreo
que toma muestras de la señal de RF cuatro veces por ciclo de su portadora,
dando lugar a cuatro salidas de la señal de RF con desfases respectivos de 0,
90, 180 y 270 grados. Y al tratarse de un circuito muestreador y no de un
mezclador, se obtienen las señales I y Q, pero sin las pérdidas y otras
problemáticas propias de los mezcladores. Dicho detector se conoce también
como "DETECTOR TAYLOE" (en honor a su desarrollador). Veamos su funcionamiento.
Imaginemos un conmutador rotativo conectado al circuito de entrada o de antena, (FIGURA 3) de cuatro posiciones, que gira a la frecuencia de portadora
(Fc) de la señal de RF que queremos detectar. En cada contacto hay un pequeño
condensador a masa. Durante el giro del conmutador, cada contacto, al ser
"tocado" por el conmutador, recibirá la tensión de la señal de RF entrante,
durante exactamente un cuarto de ciclo de portadora. El nivel de tensión de RF
presente en la entrada del conmutador es aplicado al condensador, el cual
quedará cargado con un valor de tensión promediado entre los valores de la
tensión de la señal de RF entrante en ese cuarto de ciclo de la portadora. El
condensador mantiene esta tensión de carga un cierto tiempo, y un ciclo de
portadora después el conmutador volverá a tocar el mismo contacto y se repetirá
el mismo proceso. Las tensiones adquiridas así por cada condensador, al ser
integradas (promediadas) a lo largo de las sucesivas muestras, dan lugar a una
señal audio en bornes de cada condensador.
El proceso es una especie de conversión directa, donde el audio se obtiene en cada contacto del conmutador rotatorio por detección síncrona en un punto
determinado de la fase del ciclo de la señal de entrada: en C1, a O grados;
en C2, a 90 grados; en C3, a 180 grados; y en C4, a 270 grados. Esto es
totalmente correcto si la frecuencia de giro del rotor es exactamente igual a la
frecuencia de RF entrante.
Se obtienen así cuatro señales de audio con distintos desfases en las salidas del conmutador rotatorio. A partir de estas cuatro señales se obtienen
las señales I y Q necesarias para realizar la demodulación mediante SDR. Las
señales con desfases de O y 180 grados se aplican en las dos entradas de un
amplificador operacional, obteniéndose en su salida la componente en fase I,
mientras que las señales con desfases de 90 y 270 grados se aplican a las
entradas de otro amplificador operacional, obteniéndose en su salida la
componente en cuadratura Q.
Si la frecuencia de la señal entrante difiere de la frecuencia de rotación del conmutador, la suma de las fases invertidas que generan las señales I y Q
será menor a medida que la diferencia de frecuencias sea mayor (pues la
detección de la señal entrante ya no es síncrona en fase), y las frecuencias de
audio obtenidas dependerán de dicha diferencia de frecuencias.
Las señales obtenidas en las detecciones síncronas son filtradas por la red
RC de pasobajo que conforman la impedancia de la antena (Rant) y el condensador
de muestreo (C) de cada punto del conmutador rotatorio, con lo que el ancho de
banda BW de las señales de audio obtenidas en cada punto del conmutador será:
Es obvio que los cuatro condensadores de muestreo del detector Tayloe
deberán ser exactamente iguales para obtener las mejores características de
este tipo de detector.
El detector Tayloe opera similarmente a un filtro de conmutación digital, y ello significa que opera como un filtro seguidor de muy alto Q. El ancho de
banda de la señal que entrega a su salida depende del número total de
condensadores de muestreo, 4 en total (uno por posición del conmutador rotatorio),por lo que el ancho de banda de la señal de salida será:
y el Q del detector (que determinará la selectividad del receptor) será:
siendo fc la frecuencia central de entrada.
El detector por muestreo en cuadratura (QSD) así definido es un detector lineal con una salida de audio de cuatro fases, que se emplean para generar
las componentes I y Q. Cuando las fases son sumadas dos a dos para obtener las
componentes I y Q, al ser sumadas diferencialmente en un amplificador
operacional de alta impedancia de entrada, el detector QSD entrega las señales I y Q
con una ganancia de conversión de tensión de 6 dB y prácticamente libre de
ruido de conversión.
Lo interesante del circuito detector Tayloe o QSD es su rechazo a señales de frecuencias diferentes a la de rotación del conmutador. Aunque éstas
también son convertidas en muestras de audio de baja frecuencia, aparecerán en
la banda de audio desplazadas de frecuencia respecto a las señales útiles.
Esto permite que mediante un buen filtrado de las señales de audio se puedan
eliminar las señales no deseadas, y obtener una buena selectividad.
El detector de Tayloe es elegante, con muy buenas características, y puede ser realizado uno completamente (sin el oscilador local) con tres o cuatro
circuitos integrados comerciales adecuados. La FIGURA 4 muestra un ejemplo de
detector Tayloe realizado con pocos circuitos integrados. Este consiste en un
demultiplexor FET 1:4 tipo PI5V331, que realiza la función de conmutador
rotatorio de la señal de antena sobre los cuatro condensadores de muestreo.
Dos chips flip-flops duales tipo 74AC74 están conectados como divisor por
cuatro tipo Johnson, el cual genera a partir de una señal de reloj (generada
por el oscilador local) las dos señales de reloj desfasadas 90 grados que
gobiernan el conmutador rotatorio PI5V331. Las salidas de este conmutador,
conectadas a los respectivos condensadores de muestreo, son llevadas a las
entradas de un par de amplificadores operacionales de instrumentación, de muy
bajo ruido, tipo LT1115, para formar por suma diferencial de fases las señales
I y Q, las cuales serán llevadas a alguna entrada analógica de la tarjeta de
sonido para su digitalización.
Dado que la impedancia de antena Rant es conectada el 25 % de cada ciclo de rotación del conmutador rotatorio a alguna entrada de los amplificadores
operacionales, será la resistencia de entrada de ambos amplificadores operacionales,por lo que si Rf es la resistencia de realimentación de cada amplificador
operacional, la ganancia de éstos será:
G = 0,25 * Rf / Rant = Rf / (4 * Rant)
Como en caso de antenas resonantes típicamente Rant = 50 ohmios, entonces
G = Rf / 200.
Dado que la impedancia de la antena puede variar significativamente sobre un gran margen de frecuencias, se usan amplificadores operacionales de
instrumentación (de alta impedancia de entrada) para minimizar las variaciones de
ganancia de éstos con la impedancia de antena.
LA DEMODULACIÓN
Hasta ahora hemos descrito cómo se traslada la señal de RF a frecuencias de
audio (es decir, a BANDA BASE), y la generación de las componentes I y Q;falta todavía filtrar y demodular las señales, además de otros procesados en
audio que se deseen. Ello se realiza digitalmente, por lo que hay que
digitalizar las señales I y Q y luego procesarlas digitalmente. Por ello el diseño
de AC5OG emplea una tarjeta de sonido común para digitalizar las señales I y Q
y para proporcionar todas las funciones del receptor, sacando partido a la
potencia del DSP implementado en la tarjeta de sonido y usando el software
adecuado.
Sin emplear más que los programas adecuados, casi todas las tarjetas de sonido pueden ser programadas para actuar como un CAG, demodular una señal,
eliminar señales no deseadas (como en los equipos más caros con DSP), reducir
el ruido (NB), silenciar (squelch),... absolutamente todo lo que puedan hacer
los equipos de radio, mas algunas cosas de las que éstos son incapaces; y todo
ello en el ordenador. Desafortunadamente, los detalles de cómo se hace todo
eso son demasiado extensos para describirlos aquí. Los mismos principios rigen
en el otro sentido en transmisión, desde el micrófono que capta la voz hasta
la señal enviada hacia la antena.
Sólo como ejemplo, se expondrán los principios de la demodulación en un
receptor de este tipo, uno de los procesos básicos de cualquier receptor.
Cuando tenemos una señal modulada en amplitud (AM), lo único importante de la señal es la amplitud de la envolvente de la señal de RF (no la amplitud
instantánea de la onda, sólo la de pico o cresta de cada semiciclo de la onda).Un detector de AM a diodo simplemente responde a la amplitud de la envolvente,
que es la señal moduladora de BF que interesa obtener.
En un receptor que maneje señales I y Q, , al estar ambas desfasadas 90 grados entre sí, si se representan vectorialmente sus amplitudes y fases en
un gráfico de ejes de abcisas y ordenadas (x,y), la representación será del
siguiente tipo (diagrama de fases en el plano complejo):
donde la longitud de los vectores I y Q representan las amplitudes de dichas
señales. En este tipo de diagramas vectoriales, los ángulos de fase se
giran en sentido antihorario.
Con este tipo de diagramas, el conjunto de las dos componentes I y Q se puede representar por un único vector resultante R, con un ángulo de fase ß.
Dado que las componentes I y Q de este diagrama son "ortonormales", esto es,
perpendiculares entre sí (desfasadas 90 grados entre sí), el valor de la
amplitud instantánea del vector R se calcula fácilmente por el teorema dePitágoras, ya que R es la hipotenusa del triángulo recto formado por I y Q
como lados catetos:
Las señales I y Q representan a la envolvente de la señal de antena, por lo
el conocimiento del valor de la amplitud de cualquiera de ellas a lo largo del
tiempo indica cómo es la forma de la envolvente y por tanto de la señal
moduladora, y por tanto establece la demodulación de amplitud. Pero como la señal
Q sigue las mismas variaciones de amplitud que la señal I, basta conocer cómo
varía el valor de amplitud del vector R a lo largo del tiempo para conocer la
forma de la envolvente de la señal de RF de antena, y por tanto demodular en
amplitud ésta, y además demodulándola con ganancia, ya que el valor de
amplitud del vector R será siempre igual o mayor al del vector I.
Sin embargo, en las modulaciones de fase, como son la FM (modulación de frecuencia) o la PM (modulación de fase), en la modulación el ángulo de fase
de la portadora varía con la amplitud de la señal moduladora (y en el caso de
la FM ello conduce a la apariencia que la frecuencia de la portadora varía con
la amplitud de la señal moduladora), y por ello la demodulación depende de las
variaciones de la fase instantánea de la señal de RF. Esto a nivel de las
señales I y Q implica que las amplitudes de estas dos componentes no varían de
la misma forma en cada instante, y por tanto el ángulo de fase ß del vector R
variará con el tiempo. De cómo varía este ángulo de fase dependerá la forma de
la señal moduladora, y por tanto, el conocimiento del valor de este ángulo de
fase con el tiempo permite la demodulación en fase o en frecuencia.Si conocemos las amplitudes instantáneas de las componentes I y Q, el ángulo
de fase ß se puede deducir mediante la siguiente expresión:
ß = Arctang (Q / I)
donde la función arcotangente es la función trigonométrica inversa a la función
tangente de un ángulo.
El detector de Tayloe entrega las señales I y Q a nivel analógico. Estas
son entregadas a la tarjeta de sonido, la cual en un primer paso las muestrea
y las digitaliza. Al digitalizar las señales I y Q, se obtienen una sucesión
de conjuntos de bits discretos en el tiempo, que codifican numéricamente el
valor de amplitud de ambas señales. Es decir, la digitalización de las señales
I y Q da lugar a una sucesión de números binarios que indican las amplitudes
instantáneas de ambas señales a intervalos regulares en el tiempo. Y como
números que son, ya pueden ser manejadoss matemáticamente, por lo que ya se
pueden aplicar las fórmulas anteriores para conocer los valores del vector R
y de su ángulo de fase ß, que permitirán conocer los valores de amplitud de la
envolvente, en el caso de las modulaciones de AM, y de los desplazamientos de
fase y frecuencia de la señal recibida, en el caso de las modulaciones FM y PM.
Es decir, el cálculo numérico permite la demodulación de las señales de RF
moduladas en AM, FM y PM. Los resultados de estos procesos matemáticos son
también valores binarios, que al ser aplicados a un conversor digital-analógico
(incluido en la tarjeta de sonido), permite obtener la señal moduladora ya a
nivel analógico, la cual una vez amplificada es llevada al altavoz conectado
a la tarjeta de sonido.
Para el caso de las modulaciones de banda lateral única (SSB), el proceso es algo más complicado, ya que el cálculo numérico sobre los valores digitales
de las componentes I y Q requiere de más pasos de cálculo que para la AM y la
FM, pero conociendo las expresiones matemáticas que se han de aplicar para
determinar la forma de la señal moduladora a partir de los valores de amplitud
de R y del ángulo de fase ß, tampoco es mucho problema realizar la demodulación
de SSB. Y lo mismo se puede decir para cualquier otro tipo de modulación que
se haya aplicado a la señal recibida en antena para poder demodularla.
Por ello, dado que en los receptores SDR hay muy poco procesado analógico de la señal, el método de conversión de frecuencia y detección empleado, y la
posibilidad de gobernar muchos parámetros, es de esperar que un equipo de
estas características superará las prestaciones de los mejores transceptores
disponibles hoy en día.
LAS TRANSFORMADAS RÁPIDAS DE FOURIER (FFT)
Una de las herramientas más potentes de los dispositivos DSP es el uso de las Transformadas Rápidas de Fourier, FFT (Fast Fourier Transform), una
herramienta matemática que permite realizar muy diversos tratamientos de las señales
digitalizadas (filtrados, demodulaciones, ecualizaciones, etc...), y que se
emplea por ello en los receptores SDR para el tratamiento de las señales I y Q
entregadas por el hardware del equipo SDR. En éste tipo de receptor se emplean
las FFT y su función inversa, IFFT (Transformada Rápida de Fourier inversa)
para las funciones de modulación y demodulación en banda lateral única (SSB)
y para funciones de filtrado de señales.
Matemáticamente lo que hace una FFT es transformar señales en el DOMINIO DEL TIEMPO a señales equivalentes en el DOMINIO DE LA FRECUENCIA, esto es,
dada una señal cuya forma de onda es conocida a lo largo del tiempo (dominio
del tiempo), es analizada para conocer su composición espectral, esto es, para
conocer el conjunto de frecuencias que las componen y sus amplitudes
respectivas (dominio de la frecuencia). Cualquier señal está compuesta por una o más
componentes de distintas frecuencias, y los análisis matemáticos de Fourier
permiten deducir las distintas frecuencias y sus amplitudes que componen una
señal cualquiera en función de la forma de la onda de la señal. Así, una señal
senoidal pura está constituida por una única frecuencia (tono puro), mientras
que si la forma de la onda senoidal se distorsiona, aparecen junto con la
frecuencia fundamental f otras frecuencias adicionales, como pueden ser
frecuencias armónicas de la fundamental (2f, 3f, 4f,...), bandas laterales
junto a la frecuencia fundamental, frecuencias aleatorias que representan al
ruido, etc..., todo ello dependiendo de la forma de onda de la señal.
La forma de la onda de la señal en el tiempo es conocida, ya que se deduce de los sucesivos valores de amplitud de ésta en el tiempo, y dado que al ser
digitalizada la señal los valores de amplitud se codifican en valores numéricos
binarios a intervalos de tiempo regulares, se pueden aplicar a estos las
fórmulas matemáticas de Fourier para conocer la composición espectral de la
señal analógica original.
El resultado de analizar una señal mediante la FFT equivale a hacer pasar la señal analógica original a través de un banco de filtros de paso de banda
muy estrechos en paralelo que cubren toda la banda de paso, y obtener a la
salida de estos filtros por separado las distintas componentes espectrales de
la señal. Los distintos filtros tienen el mismo ancho de banda. Todo este
proceso se realiza digitalmente.
A cada filtro de paso de banda muy estrecho se denomina "BIN", y en realidad la banda de paso de cada bin se solapa algo con la del bin anterior
y posterior, tal como se muestra en la FIGURA 5, donde se muestran los BINs
solapados. Si el solapamiento entre bins consecutivos es en puntos a -3 dB,
la respuesta de la FFT es lineal.
Al realizar la FFT de una señal se obtiene la composición espectral de la señal. Si una componente espectral está en el centro de uno de los bins, se
tomará solamente el valor de amplitud de señal en ese bin. Pero si no coincide
con el centro del bin, se asigna parte de la amplitud de la componente al bin
donde está ubicada, y algo de amplitud en el bin vecino más próximo. Así, si
la componente espectral está justamente ubicada en el punto medio entre los
centros de dos bins consecutivos, se asignará la mitad de la amplitud de la
componente espectral a cada uno de los dos bins.
El análisis matemático de las FFT analiza la composición espectral de una
señal cualquiera, y además determina cómo se reparte la energía (amplitud) de
cada componente (frecuencia) de la señal en los distintos bins, de acuerdo a
lo explicado en el párrafo anterior. La FIGURA 6 muestra un ejemplo de
análisis espectral mediante FFT de 4096 bins de una señal modulada en AM, donde
se aprecia la frecuencia portadora fc y las bandas laterales (USB, LSB) a ambos
lados de ésta.
Cuando se manejan las señales I y Q procedentes de un detector de cuadratura
(o un detector Tayloe), se puede aplicar en la FFT las conocidas expresiones
para conocer la amplitud y fase de la señal dentro de cada bin.
Si en una FFT se emplean N bins (N es el "tamaño" de la FFT), y la señal está digitalizada con una frecuencia de muestreo fs, el ancho de banda de
cada bin, BWbin, será:
y la frecuencia central fn del bin número n será:
Dado que los equipos de radio SDR se basan en el uso de tarjetas de sonido,
si asumimos que la velocidad de muestreo del digitalizador de la tarjeta de
sonido normalmente es de 44,1 KHz (44100 muestras por segundo), si se emplea
una FFT de 4096 bins, se tendrá que:
es decir, la FFT introduce en el equipo de radio SDR 4096 filtros de paso de
banda de casi 11 Hz de ancho de banda. Esto permite crear filtros digitales
de señal con anchos de banda desde 11 Hz hasta aproximadamente 40 KHz, en
pasos de casi 11 Hz.
Al tener descompuesta la señal I+Q original en sus componentes espectrales mediante FFT, podemos actuar sobre los distintos bins para amplificar o
atenuar las distintas componentes espectrales (multiplicando el valor binario
de las muestras digitales de las señales por un valor fijo) en función de su
frecuencia, o realizar otras manipulaciones, por lo que mediante el software
adecuado se pueden construir diversas funciones que operan en el dominio de
la frecuencia tales como las siguientes:
- Filtros de banda: Se tomará sólo las señales contenidas en determinados
bins, omitiendo la información contenida en el resto de bins. Según el
número de bins consecutivos tomados, el filtro será más ancho o más
estrecho de banda.
- Conversión de frecuencia (se traslada el contenido de uno o varios bins a
otros bins: Hacemos conversiones de frecuencias).
- Demodulación de telegrafía (CW) y banda lateral única (SSB) (en la SSB,
basta determinar en que bin estaría situada la portadora suprimida en el
proceso de modulación de SSB, según se trate de USB o LSB , y entonces los
bins vecinos se corresponderán con la señal moduladora).
- Selección de banda lateral: útil para moduladores de SSB en transmisores
de radio SDR: Conocido el espectro de la señal de AM, es fácil filtrar la
banda lateral deseada tomando sólo la información contenida en los bins
situados al lado adecuado del bin que contiene la frecuencia portadora.
- Filtros de ruido, filtros de muesca, etc...
- Squelch selectivo de frecuencia.
- Ecualizadores gráficos (o control de tono, se realizan permitiendo asignar
amplificaciones o atenuaciones ajustables a los distintos bins).
- Otros procesos de modulación y demodulación (RTTY, PSK31, etc...).
Una vez la señal ha sido completamente procesada en el dominio de la frecuencia, es fácil convertirla de nuevo al dominio del tiempo, es decir, a
una única señal equivalente definida como sucesión de valores de amplitud en
el tiempo. Para ello se usa la operación matemática conocida como "Inversa de
la Transformada rápida de Fourier", IFFT (inverse FFT). Con la señal ya
procesada y devuelta al dominio del tiempo, pueden realizarse algunas funciones
adicionales en un receptor SDR, tales como la función de Control automático
de ganancia (AGC), que se basará en la lectura de los valores de pico
(máximos) de la señal a lo largo del tiempo, para controlar un amplificador o
atenuador digital de ganancia variable que maneja la señal.
Finalmente la señal puede ser llevada a un conversor digital-analógico (D/A) para convertirla a señal analógica, ser amplificada y enviada a un
altavoz para su escucha.
EL TRANSCEPTOR SDR-1000
El equipo desarrollado por Gerald, AC5OG, es un transceptor denominado
SDR-1000, de arquitectura SDR, y ha sido desarrollado en los primeros años de
la década de los 2000´s. La parte física de este equipo consta de tres placas
de circuito impreso apiladas una encima de las otras (ver FIGURA 7), cuyas
funciones son:
- La primera placa incorpora el generador de frecuencias mediante síntesis
digital directa (DDS), un oscilador maestro a cristal de alta calidad, un
mezclador bidireccional I & Q, el detector de muestreo por cuadratura QSD,un control automático de ganancia AGC, y jacks de audio para la conexión a
la tarjeta de sonido. El módulo sintetizador usa una frecuencia de reloj de
200 MHz, tiene una resolución de 1 microhertzio, y un ruido de fase (jitter)
de 1 picosegundo rms máximo.
- Otra placa incorpora la parte de alimentación (generación de +- 15 V y +5 V,
a partir de +12 V de alimentación general), los interfaces de conexión al
ordenador (interface de puerto paralelo con un conector D de 25 pines), las
memorias de registro (latchs) para las señales de entrada y salida (I/O) a
través de las cuales el ordenador controla el generador de frecuencias DDS
de la primera placa), y los relés de conmutación TX/RX.
- La tercera placa incorpora los filtros de banda de antena (filtros LC
convencionales, conmutados mediante relés), el amplificador de potencia de
1 W en transmisión, y un conector BNC para la conexión de la antena o de
un amplificador de potencia exterior.
Este equipo es capaz de cubrir en recepción desde 12 Khz a 65 Mhz, en cobertura continua, y en transmisión sólo dentro de todas las bandas de
radioaficionados de 160 a 6 metros, todo ello en sus primeras versiones.
Su oscilador de síntesis digital directa DDS es capaz de cubrir ese margen de frecuencias en pasos de 1 Hz, y está basado en el chip AD9854, controlado
a través de un microcontrolador PIC desde el software SRD del ordenador.
Genera una frecuencia 4 veces mayor a la requerida por el mezclador QSD o
Tayloe, y es dividida por 4 por un contador Johnson para generar las dos
frecuencias de mezcla para el detector, desfasadas 90 grados.
Un mezclador bidireccional maneja las señales I y Q tanto para la recepción
como para la transmisión. Y en el caso de la recepción, las señales I y Q
pasan por un circuito de control automático de ganancia (AGC) cuya función es
prevenir que la recepción de una señal fuerte pueda sobrecargar la entrada del
conversor A/D de la tarjeta de sonido.
Las funciones de modulación y demodulación en AM, FM, SSB, RTTY, PSK (y otros modos que se deseen implementar), filtrado DSP y supresión de ruidos,
AGC, control de frecuencia (control del DSS), etc..., están implementadas en
el software SRD cargado en el ordenador.
Para evitar los inconvenientes de la conversión de las señales de entrada de antena directamente a banda base de BF (nivel de ruido mayor en frecuencias
próximas a 0 Hz, típico de las conversiones directas), el receptor SDR no hace
una conversión de frecuencia directa a banda base de 0 Hz, sino que hace una
conversión a banda base de 11,025 KHz. Es decir, la frecuencia del oscilador
local controlado por DDS aplicada al detector Tayloe ha de estar desplazada
en 11025 Hz respecto a la señal sintonizada. Ello ayuda a reducir el efecto de
los ruidos de fase de la señal generada por el oscilador-generador de
frecuencias, y los ruidos próximos a 0 Hz. Una vez que la señal en banda base de
11025 Hz es digitalizada, es fácil usando el software adecuado pasarla a banda
base de 0 Hz, antes de continuar con el resto de procesos de tratamiento
digital de la señal (filtrados de ruidos, demodulación, etc...).
La FIGURA 8 muestra el esquema en bloques de la parte física o hardware del receptor SDR-1000, mientras que la FIGURA 9 muestra la arquitectura software
básica del receptor, esto es, el tratamiento digital de las señales I y Q en
el ordenador con los softwares adecuados para obtener la señal de baja
frecuencia final, que se llevará al altavoz conectado a la tarjeta de sonido.
La arquitectura software básica del receptor consiste en lo siguiente: Las señales I y Q presentes en la entrada de la tarjeta de sonido son muestreadas,
digitalizadas y sometidas a un proceso de Transformada Rápida de Fourier FFT
complejo de 4096 bins, por lo que son convertidas al dominio de frecuencias.
Un generador calcula unos coeficientes de filtro pasabanda (BPS) y mediante
otro proceso FFT son convertidos también al dominio de frecuencias. Ambas
señales, en el dominio de frecuencias (señal útil y señal de filtrado) son
multiplicadas digitalmente (mediante una función de mezcla digital) para
proporcionar el ancho de banda del filtrado máximo de la señal útil y
procesarla adecuadamente, por ejemplo para demodularla. La señal filtrada es
procesada a continuación por una transformada rápida inversa de Fourier IFFT
para convertirla de nuevo al dominio del tiempo. Y ya en este dominio, la señal
es sometida a procesos de filtrado adaptativo de ruido (LMS noise), filtro de
muesca (Notch filter), y control automático de ganancia (AGC) basado en la
detección de los valores de pico de la señal. La señal resultante de todo estos
procesos es la señal ya demodulada y filtrada, que llevada al conversor D/A de
la tarjeta de sonido, es convertida a señal analógica para su amplificación y
salida a altavoz.
Los requisitos mínimos de ordenador que requiere este equipo son un PC de 600 MHz o más rápido, dotado de tarjeta de sonido compatible SoundBlaster, y
con sistema operativo Windows 95 o superior (versiones posteriores del
software pueden ser desarrolladas para otras plataformas informáticas).
El software SDR original desarrollado por Gerald incluye muchas otras prestaciones adicionales. Es un software de "código abierto" (está publicado
todo su código de programa, escrito en Visual Basic), por lo que está abierto
a que cualquier usuario con conocimientos de programación pueda modificarlo
para mejorar aspectos de éste o introducir nuevos modos y nuevas prestaciones.
Como ejemplos de características adicionales del software SDR original están las siguientes:
- inclusión de un conjunto de filtros DSP de distintas características para supresión de ruidos (distintos anchos de banda), y seleccionables, que dan
varios valores de selectividad al receptor: 6, 4, 2.6, 2.1, 1.0 Khz, 500,
250, 100 y 50 Hz.
- un analizador gráfico de espectro de la señal recibida por la tarjeta de sonido,
- tres sistemas de sintonía distintos (mediante tecleado del valor numérico de la frecuencia, mediante un mando de sintonía, o a través del analizador
gráfico de espectro seleccionando con el ratón la señal deseada)
- control de ganancia de audio,
- smetter en modo numérico y en modo gráfico,
- selección de tipo de control automático de ganancia, ajustando su constante
de tiempo entre cuatro valores (CAG largo, rápido, medio o lento). El CAG
también es manejado de forma totalmente digital (hay un CAG externo
implementado en el hardware del receptor, pero su función es proteger la entrada
del conversor A/D de la tarjeta de sonido frente a señales fuertes).
- memorias para almacenar diversas condiciones de operación en las distintas bandas (anchos de banda de los filtros, tipo de CAG, etc...). Permite
almacenar hasta cuatro configuraciones por cada banda de trabajo,
seleccionables mediante clics del ratón.
- Un reloj en tiempo real (en hora local y hora UTC), que toma la hora de la hora del reloj del ordenador. Si está bien sincronizado con alguna
referencia horaria exacta externa (a través de Internet, o mediante aguna emisora
patrón de frecuencia y horaria como la DCF77 en VLF), esto lo hace
especialmente útil para el uso de modos digitales que requieren sincronizaciones de
tiempo para establecer los turnos de emisión y de recepción.
- Control de la memoria reservada para el uso de la telegrafía, que permite enviar de forma automática un texto como baliza telegráfica,
- Posibilidad de controlar dos transverters, y de operación en modo "split". Ello está pensado a nivel del hardware mediante el uso de dos VCO, y de las
funciones adecuadas en el hardware de control.
- y bastante más cosas...
El desarrollo de los softwares DSP que constituyen el software de los equipos de radio DSR es relativamente sencillo para cualquier programador, ya
que Intel tiene publicado y disponible un conjunto de librerías software para
las funciones DSP, lo que facilita el desarrollo de programas para ordenador
destinados a dispositivos DSP, como son las tarjetas de sonido.
Este equipo goza de muy buena selectividad, y una sensibilidad de recepción buena, aunque no equiparable a la de un receptor de alta gama (puede ser
necesario añadir un preamplificador de antena para mejorar este aspecto).
Este equipo es comercializado por FlexRadio System (www.flex-radio.com),
empresa de Austin (Texas).
Para los interesados, la arquitectura de los equipos SDR está escrita por Gerald Youngblood, AC5OG, en diversos números de la publicación QEX del año
2002 (QEX es una publicación regular de la ARRL, www.arrl.org/qex/).
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Fuentes:
Revista CQ RadioAmateur, Edición española, nº 243 (marzo 2004)
Documento "Software defined Radio modèle SDR-1000, de Luc Favre (F6HJO-HB9ABB)
( http://www.flex-radio.com/articles_files/Technik
SDR-1000-franz.pdf )
Documento "A software-Defined Radio for the masses, part 1", de Gerald
Youngglood (AC5OG) (www.flex-radio.com/articles_files/SDRFMP1.pdf)
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Fernando Fernández de Villegas, EB3EMD
Junio 2004
ENLACES
RECOMENDADOS POR EA1URO.COM www.sdrforum.org
http://www.arrl.org/tis/info/sdr.html http://www.flex-radio.com/ http://www.gnu.org/software/gnuradio/
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